Modulation · AM·~32 min read·🔴 Heavy exam — recurring problem

AM Multiplexing (FDM)

Χρειάζεσαι:Fourier transform Bandpass & I/Q canonical form Conventional AM DSB-SC SSB

Πηγή — Διαφάνειες μαθήματος

SE_session11&12&13.pdf· slide 5 — ορισμός Πολυπλεξίας· slide 80 — αναλογική τηλεφωνία ως historical SSB-FDM εφαρμογήΚατέβασμα
SE_session14_AM.pdf· ασκήσεις AM (καμία dedicated σε FDM, βλ. παρακάτω)Κατέβασμα

Στο φετινό deck (81 σλάιντς) η Πολυπλεξία εμφανίζεται ΜΟΝΟ ως ένα bullet στο slide 5 — δεν υπάρχει ξεχωριστή ενότητα FDM. Το ίδιο και στο askisis deck (22 σελίδες, καμία FDM άσκηση). Η εμβάθυνση εδώ συμπληρώνει από Haykin/Lathi/Proakis, ενώ ολόκληρη η «Heavy exam — recurring problem» πινακίδα δικαιολογείται από τα past exams: η canonical «m=sinc, k=Π σε δύο carriers» έχει εμφανιστεί σε Πρόοδος A Θ3, Πρόοδος B Θ3, Πρόοδος April'26 Θ3, Jan'26 Θ3, June'25 Θ2 — δηλαδή 5+ εμφανίσεις.

Αυτή η ύλη εμφανίζεται σχεδόν αυτολεξεί σε 5+ από τα τελευταία εξεταστικά θέματα — η πιο επαναλαμβανόμενη πρόβλημα-υπογραφή στο corpus εξετάσεων. Αν μάθεις σωστά τι κάνει η FDM και γιατί, παίρνεις δωρεάν μεγάλο μέρος της εξεταστικής σου AM ενότητας — παρόλο που στις διαφάνειες υπάρχει ένα μόνο bullet για το θέμα.

FDM = Frequency Division Multiplexing (Πολυπλεξία Διαίρεσης Συχνότητας). Πολλοί χρήστες μοιράζονται τον ίδιο αναλογικό δίαυλο (αέρας, καλώδιο), ο καθένας σε διαφορετική ζώνη συχνοτήτων. Στο AM ραδιόφωνο, π.χ., κάθε σταθμός έχει το δικό του $f_{c}$ (540, 720, 1000 kHz, …) και ο δέκτης διαλέγει ποιον ν' ακούσει με ένα στενό bandpass filter.

1. Πώς ορίζεται η Πολυπλεξία στις διαφάνειες (slide 5)

Στις σλάιντς του μαθήματος (slide 5, «Ανάγκη για Διαμόρφωση») η Πολυπλεξία εμφανίζεται ως ένας από τους δύο λόγους που χρειαζόμαστε διαμόρφωση εξ αρχής — μαζί με το πρόβλημα μεγέθους κεραίας ( $λ /2 \approx 7.5$ km για 20 kHz, βλ. /am/overview).

Πώς ορίζεται η Πολυπλεξία στις διαφάνειες (slide 5)

«Πολυπλεξία (Multiplexing): ταυτόχρονη πρόσβαση σε κοινό δίαυλο επικοινωνίας από πολλούς χρήστες, χρησιμοποιώντας διαφορετική διαμόρφωση για τον καθένα.»

Πρόσεξε: οι διαφάνειες γράφουν «διαφορετική διαμόρφωση», όχι «διαφορετική συχνότητα». Ο όρος Πολυπλεξία είναι γενικός — καλύπτει:

FDM (Frequency Division) — διαφορετικός carrier για τον καθένα → διαφορετική ζώνη συχνοτήτων. Αυτό είναι το θέμα του παρόντος μαθήματος και της εξεταστικής.
TDM (Time Division) — ο κάθε χρήστης χρησιμοποιεί τον ίδιο carrier σε διαφορετικά time slots.
CDM (Code Division) — διαφορετικοί ορθογώνιοι κώδικες (3G/4G CDMA).

Στο K21 και στα past exams ο όρος «πολυπλεξία» χρησιμοποιείται πάντα για FDM — αλλά να ξέρεις ότι η γενικότερη έννοια είναι πιο πλατιά.

Γιατί FDM (και όχι TDM ή CDM) είναι ο φυσικός τρόπος για analog AM ραδιόφωνο; Δύο λόγοι:

Παραλληλία στο φυσικό μέσο. Οι ηλεκτρομαγνητικές ζώνες συχνοτήτων είναι «ορθογώνιες» — δύο σήματα σε διαφορετικά $f_{c}$ δεν αλληλεπιδρούν στο αέρα. Άρα μπορούν να εκπέμπονται ταυτόχρονα χωρίς συνεννόηση μεταξύ των σταθμών.
Απλή λήψη. Ένας στενός bandpass filter γύρω από τον επιθυμητό $f_{c}$ απομονώνει το κανάλι. Δεν χρειάζεται συγχρονισμός χρόνου (όπως το TDM) ούτε συσχέτιση με κώδικα (όπως το CDM).

2. Η ιδέα — δύο messages, δύο carriers

Έστω δύο messages $m (t)$ και $k (t)$ με bandwidth $W$ καθένα. Τα διαμορφώνουμε σε διαφορετικούς carriers:

g (t) = m (t) cos (2 π f_{1} t) + k (t) cos (2 π f_{2} t)

(εδώ DSB-SC για απλότητα — μπορεί να είναι και Conventional AM ή SSB.)

Στο πεδίο συχνότητας, με βάση το modulation theorem ( $x (t) cos (2 π f_{c} t) \leftrightarrow \frac{1}{2} [X (f - f_{c}) + X (f + f_{c})]$ ):

G (f) = \frac{1}{2} [M (f - f_{1}) + M (f + f_{1})] + \frac{1}{2} [K (f - f_{2}) + K (f + f_{2})]

Δύο sets από sidebands, ένα γύρω από κάθε carrier.

Όρος καθαρής αποπολυπλεξίας: οι δύο sets sidebands δεν πρέπει να αλληλοκαλύπτονται. Διαφορετικά, στον δέκτη, όταν θέλεις το $m$ , θα πιάσεις και κομμάτια του $k$ — crosstalk, ή κανάλι-στο-κανάλι παρεμβολή.

Γιατί η μη-επικάλυψη είναι ισοδύναμη με «μπορώ να βγάλω πίσω και τα δύο»

Το $G (f)$ είναι γραμμικός συνδυασμός δύο όρων. Όταν οι υποστηρίξεις τους (τα φασματικά τους «κουτιά») είναι ξένες, ένας BPF γύρω από τον $f_{1}$ απομονώνει τέλεια το $\frac{1}{2} [M (f - f_{1}) + M (f + f_{1})]$ — δηλαδή μόνο το $m$ -κανάλι. Από εκεί και κάτω, ο δέκτης κάνει συνηθισμένη αποδιαμόρφωση (envelope ή coherent) όπως αν το σήμα ήταν μόνο του στον αέρα.

Αν οι υποστηρίξεις τέμνονται, ΚΑΝΕΝΑ BPF δεν μπορεί να ξεχωρίσει τις δύο σύνθεσεις — έχει χαθεί η πληροφορία σαν να είχαμε διπλασιάσει δύο σήματα στο ίδιο pixel μιας εικόνας.

3. Συνθήκη μη-επικάλυψης ανά σχήμα διαμόρφωσης

Η συνθήκη εξαρτάται από το εύρος ζώνης ανά κανάλι, που με τη σειρά του εξαρτάται από τον τύπο της AM διαμόρφωσης:

Τύπος modulation	Bandwidth ανά κανάλι	Ελάχιστη απόσταση φερόντων
Συμβατικό AM (DSB-AM-TC)	$2 W$	$∣ f_{2} - f_{1} ∣ \geq 2 W$
DSB-AM-SC	$2 W$	$∣ f_{2} - f_{1} ∣ \geq 2 W$
SSB-AM (USB ή LSB)	$W$	$∣ f_{2} - f_{1} ∣ \geq W$
VSB-AM	$W + W_{vestige}$	$\sim W + W_{vestige}$

Η SSB είναι 2× πιο φασματικά αποδοτική — γι' αυτό χρησιμοποιείται σε εφαρμογές όπου το φάσμα είναι πολύτιμο (αναλογική τηλεφωνία, ραδιοερασιτεχνικά HF, στρατιωτικά). Δες την κανονική σύγκριση παρακάτω.

FDM — τρία κανάλια στοιχειωμένα στο φάσμα

Τρία messages, καθένα με bandwidth W, διαμορφωμένα γύρω από διαφορετικούς carriers. Σύρε το spacing για να δεις πότε συγκρούονται. Toggle modulation type — η minimum απόσταση αλλάζει: 2W για DSB, W για SSB.

Carrier spacing Δf = 2.50 W · ελάχιστο για μη-σύγκρουση: 2.0 W · Καθαρός διαχωρισμός

Η εξεταστική ερώτηση: δίνεται message m(t) = sinc(2Wt) και «πιάστρα» k(t) σε δύο carriers f_1, f_2, ζητείται η συνθήκη μη-επικάλυψης. Αν είναι DSB-SC: |f_2 − f_1| ≥ 2W. Αν είναι SSB: |f_2 − f_1| ≥ W. Αν είναι Conventional AM: ίδιο με DSB-SC ως bandwidth (2W) αλλά με extra carrier impulse που δεν προσθέτει στο BW.

Σύνδεση με slide 80 — γιατί η αναλογική τηλεφωνία επέλεξε SSB

Στις σλάιντς SSB-AM (slide 80) αναφέρονται ως πρακτικές εφαρμογές: «αναλογική τηλεφωνία, στρατιωτικές επικοινωνίες, επικοινωνίες μεταξύ πλοίων, επικοινωνίες ραδιοερασιτεχνών». Όλες αυτές είναι FDM εφαρμογές. Συγκεκριμένα η αναλογική τηλεφωνία είναι το ιστορικό σύστημα AT&T «Type C carrier» (1918): 12 voice channels (κάθε ένα ~4 kHz USSB) στοιβαγμένα σε ένα 48 kHz coaxial cable. Αν αυτό γινόταν με DSB θα χρειαζόταν 96 kHz — διπλάσιο copper στις γραμμές, διπλάσιο κόστος.

Στις σλάιντς αυτή η σύνδεση δεν αναπτύσσεται — εξ ου και τα past exams ζητάνε ευθέως να εφαρμόσεις το SSB-vs-DSB tradeoff σε FDM σενάρια.

Η κεντρική ιδέα — όλα μαζί σε ένα κάδρο

Λέξεις-κλειδιά

FDM = διαφορετικός $f_{c}$ ανά κανάλι
Modulation theorem · κάθε κανάλι μετατοπίζεται στο $\pm f_{c}$
Non-overlap ⇔ μη-επικάλυψη υποστηρίξεων
SSB → 2× χωρητικότητα
Demux = BPF γύρω από $f_{c}$ + demodulator

Βήματα

Bandwidth ανά κανάλι: AM/DSB → $2 W$ , SSB → $W$ , VSB → $W + W_{vestige}$ .
Ελάχιστο carrier spacing = bandwidth ανά κανάλι.
Στα ιδανικά: $Δ f_{m i n}$ ίσο με το bandwidth. Στην πράξη: $Δ f_{m i n}$ + guard band (~10–20% επιπλέον).
SSB διπλασιάζει τη χωρητικότητα: $N_{SSB} = 2 N_{DSB}$ για ίδιο διαθέσιμο φάσμα.

Η συχνότερη παγίδα

Συχνό λάθος Σ/Λ: «Το SSB-FDM χρειάζεται μικρότερο carrier spacing γιατί το SSB έχει μικρότερο bandwidth.» Σωστό — αλλά πρόσεχε την κατεύθυνση: ΔΕΝ είναι ότι ο carrier «πιο κοντινός» — είναι ότι το κανάλι «πιο στενό», άρα οι carriers χωράνε πιο πυκνά. Στις εξετάσεις η ερώτηση συχνά γυρίζει σε «πόσα κανάλια χωράω σε X MHz» — εκεί φαίνεται καθαρά ο διπλασιασμός.

4. Η canonical εξεταστική άσκηση

Αυτό το πρόβλημα (ή πολύ κοντινή παραλλαγή) εμφανίζεται σχεδόν αυτολεξεί σε 5+ από τις τελευταίες εξετάσεις (Πρόοδος A 2025, Πρόοδος B 2025, Jan 2026, June 2025, Πρόοδος Απρίλιος 2026):

Δίνεται $m (t) = sinc (2 W t)$ και $k (t) = Π (4 W t)$ , διαμορφωμένα κατά [SSB ή DSB-SC] σε φέροντα $f_{1}$ και $f_{2}$ . (1) Σχεδίασε τα baseband φάσματα. (2) Σχεδίασε τα διαμορφωμένα. (3) Σχέση μεταξύ $f_{1}, f_{2}, W$ για μη-επικάλυψη. (4) Σχεδίασε το $G (f)$ .

Αξίζει να δεις τη λύση βήμα-βήμα ως ζωντανή viz, αντί να την πάρεις σαν στατική εικόνα:

Πολυπλεξία FDM — η draw-απάντηση σχηματικά

Δύο baseband μηνύματα ανεβαίνουν σε δύο φέροντα f₁, f₂. Σύρε την απόστασή τους και δες πότε τα δύο κανάλια μόλις πάψουν να επικαλύπτονται στο G(f).

Απόσταση φερόντων Δf = f₂ − f₁ = 5.00 W · ελάχιστο για μη-σύγκρουση: W · Καθαρός διαχωρισμός

Το exam template σε 4 βήματα: (1) Σχεδίασε M(f) (rect) και K(f) (sinc) στο baseband. (2) Modulation theorem → shift κάθε baseband στο ±f_c. (3) Απαίτησε την μικρότερη Δf ώστε οι δύο υποστηρίξεις (supports) να μην τέμνονται. (4) Σχεδίασε το G(f) = X_m(f) + X_k(f). Η μόνη διαφορά μεταξύ DSB και USSB είναι ότι το DSB έχει διπλάσιο εύρος ανά κανάλι (κάτι sideband + πάνω sideband, αντί για μόνο πάνω).

m(t) = sinc(2Wt) → M(f) = rect, εύρος ±W · k(t) = Π(4Wt) → K(f) = sinc, πρώτο null ±4W · φέροντα f₁, f₂

4a. Worked example — το exam template αναλυτικά

4b. Γιατί αυτή η άσκηση είναι το «exam template» — recognition pattern

Όποτε δεις σε εκφώνηση:

Δύο μηνύματα $m_{1} (t), m_{2} (t)$ δοσμένα σε αναλυτική μορφή (sinc, rect, sinc², tri, ...)
Δύο carriers $f_{1}, f_{2}$ — συνήθως όχι αριθμητικές τιμές, παρά γραμματικά
Ερώτηση «σχέση μεταξύ $f_{1}, f_{2}, W$ για να μην επικαλύπτονται»

...είσαι σε FDM canonical pattern. Η λύση είναι πάντα τα ίδια 4 βήματα που είδες στη διαδραστική λύση βήμα-βήμα της §4.

4c. Ενέργεια του πολυπλεγμένου σήματος

Μέχρι τώρα η σελίδα ρώτησε μόνο «πού κάθεται το φάσμα». Υπάρχει όμως και μια δεύτερη ερώτηση που πέφτει στις εξετάσεις πάνω στο ίδιο ακριβώς setup: «πόση συνολική ενέργεια έχει το πολυπλεγμένο σήμα;»

Πρόσεξε ότι λέει ενέργεια, όχι ισχύ — και αυτό δεν είναι λεπτομέρεια διατύπωσης. Όταν τα μηνύματα δίνονται σαν $sinc$ ή $sinc^{2}$ , είναι σήματα ενέργειας: σβήνουν καθώς $t \to \pm \infty$ , οπότε έχουν πεπερασμένη ενέργεια και μηδενική μέση ισχύ. Το να ψάξεις εδώ τον τύπο $P = A_{c}^{2} P_{m} /2$ σε οδηγεί σε αδιέξοδο· χρειάζεσαι το ενεργειακό αντίστοιχο.

Βήμα 1 — η ενέργεια κάθε καναλιού ξεχωριστά.

Για DSB-SC με $x_{1} (t) = A_{c} m (t) cos (2 π f_{1} t)$ , γράψε $cos^{2} = \frac{1}{2} + \frac{1}{2} cos (4 π f_{1} t)$ :

E_{1} = A_{c}^{2} \int m^{2} (t) cos^{2} (2 π f_{1} t) d t = \frac{A _{c}^{2}}{2} E_{m} + \frac{A _{c}^{2}}{2} \int m^{2} (t) cos (4 π f_{1} t) d t

Ο δεύτερος όρος μηδενίζεται ακριβώς — όχι «κατά προσέγγιση». Ο λόγος: το $m^{2} (t)$ έχει φάσμα $M * M$ , που ζει μόνο μέχρι το $2 B_{m}$ (διπλάσιο bandwidth από το $m$ ). Το ολοκλήρωμα $\int m^{2} cos (4 π f_{1} t) d t$ είναι ακριβώς αυτό το φάσμα διαβασμένο στη θέση $2 f_{1}$ . Αν $2 f_{1} > 2 B_{m}$ , δηλαδή $f_{1} > B_{m}$ , εκεί το φάσμα είναι ήδη μηδέν. Άρα:

E_{DSB-SC} = \frac{A _{c}^{2}}{2} E_{m} (f_{1} > B_{m})

Για SSB με την πλήρη μορφή $x_{2} (t) = A_{c} [k (t) cos (2 π f_{2} t) - \hat{k} (t) sin (2 π f_{2} t)]$ , η ίδια κίνηση δίνει $\frac{1}{2} E_{k} + \frac{1}{2} E_{\hat{k}}$ . Και επειδή ο Hilbert διατηρεί την ενέργεια ( $∣ \hat{K} (f) ∣ = ∣ K (f) ∣$ παντού εκτός από το μεμονωμένο σημείο $f = 0$ , που δεν συνεισφέρει στο ολοκλήρωμα), ισχύει $E_{\hat{k}} = E_{k}$ και τα δύο μισά ξαναγίνονται ένα ολόκληρο:

E_{SSB} = A_{c}^{2} E_{k} (f_{2} > B_{k})

Και η τρίτη περίπτωση, που είναι και η πιο επικίνδυνη — συμβατικό AM. Αν ένα κανάλι είναι συμβατικό AM, $x (t) = [A_{c} + k (t)] cos (2 π f_{2} t)$ , σπάσ' το στα δύο κομμάτια του:

x (t) = φ \overset{ε}{ˊ} ρον A_{c} cos (2 π f_{2} t) + πλευρικ \overset{ε}{ˊ} ς k (t) cos (2 π f_{2} t)

Το δεύτερο κομμάτι έχει πεπερασμένη ενέργεια $\frac{1}{2} E_{k}$ , όπως πριν. Το πρώτο όμως δεν σβήνει ποτέ: είναι ένα σκέτο συνημίτονο που ταλαντώνεται από το $- \infty$ ως το $+ \infty$ , δηλαδή σήμα ισχύος με $E = \infty$ (μια κρούση στο φάσμα στα $\pm f_{2}$ , όχι πεπερασμένο εμβαδόν $∣ X ∣^{2}$ ). Άρα:

\overset{ε}{ˊ} στω και ΕΝΑ καν \overset{α}{ˊ} λι με φ \overset{ε}{ˊ} ρον ⟹ E_{g} = \infty

Αυτό δεν είναι παγίδα διατύπωσης — είναι το σωστό «ξύπνημα» σε ένα εξεταστικό θέμα. Αν σου ζητηθεί η συνολική ενέργεια πολυπλεγμένου σήματος όπου κάποιο κανάλι είναι συμβατικό AM, η τίμια απάντηση είναι «άπειρη, λόγω της φέρουσας» — και μετά υπολογίζεις τη χρήσιμη (πληροφοριακή) ενέργεια των πλευρικών, που είναι πεπερασμένη. Ακριβώς αυτό ζητά το Ιούν. 2025 ΘΕΜΑ 2, όπου το ένα κανάλι είναι DSB-SC και το άλλο συμβατικό AM.

Ίδιο μοτίβο με τις ισχύες που είδες στο DSB-SC και στο SSB: για το ίδιο σύμβολο $A_{c}$ , η SSB βγάζει διπλάσιο νούμερο από τη DSB-SC.

Προσοχή στο γιατί — η SSB όντως πετάει τη μία πλευρική· δεν «διπλώνεται» καμία ενέργεια μέσα στην άλλη. Ο παράγοντας 2 είναι τεχνούργημα κανονικοποίησης: η πλήρης μορφή $A_{c} [k cos - \hat{k} sin]$ γράφει το σήμα με διπλάσιο πλάτος σε σχέση με το φιλτραρισμένο DSB-SC $\frac{A _{c}}{2} [k cos - \hat{k} sin]$ , και διπλάσιο πλάτος σημαίνει τετραπλάσια ενέργεια. Αν αντί γι' αυτό πάρεις μια δοσμένη DSB-SC και της σβήσεις τη μία πλευρική, η ενέργεια υποδιπλασιάζεται — όπως και περιμένεις πετώντας τα μισά. Η πλήρης συζήτηση, με τις τρεις δυνατές συγκρίσεις, ζει στο /am/ssb §5a.

Βήμα 2 — γιατί οι ενέργειες απλώς προστίθενται.

Το πολυπλεγμένο σήμα είναι $g (t) = x_{1} (t) + x_{2} (t)$ , οπότε

E_{g} = \int (x_{1} + x_{2})^{2} d t = E_{1} + E_{2} + 2 \int x_{1} (t) x_{2} (t) d t

Ο σταυρωτός όρος είναι, από Parseval, το $\int X_{1} (f) X_{2}^{*} (f) df$ . Τα δύο φάσματα όμως δεν επικαλύπτονται — αυτή ήταν όλη η δουλειά των Βημάτων 3–4 παραπάνω. Όπου το ένα είναι μη μηδενικό, το άλλο είναι μηδέν, άρα το γινόμενό τους είναι παντού μηδέν:

E_{g} = E_{1} + E_{2} (μ \overset{ο}{ˊ} νο \overset{ο}{ˊ} ταν ισχ \overset{υ}{ˊ} ει η συνθ \overset{η}{ˊ} κη μη-επικ \overset{α}{ˊ} λυψης)

Σε απλά λόγια: δύο κανάλια που δεν πατάνε το ένα πάνω στο άλλο στη συχνότητα είναι ορθογώνια, και οι ενέργειες ορθογώνιων σημάτων αθροίζονται σκέτα. Είναι το ίδιο επιχείρημα με την ορθογωνιότητα cosines διαφορετικής συχνότητας — αν τα φάσματα επικαλύπτονταν, ο σταυρωτός όρος δεν θα ήταν μηδέν και το άθροισμα θα ήταν λάθος.

⚠️ Δήλωσε τη σύμβαση SSB — αλλιώς το νούμερο αλλάζει

Το παραπάνω χρησιμοποιεί την πλήρη μορφή $A_{c} [k cos - \hat{k} sin]$ , που δίνει $E_{SSB} = A_{c}^{2} E_{k}$ — την ίδια σύμβαση με το $P_{x} = A_{c}^{2} P_{m}$ του SSB.

Αν όμως γράψεις τη μισή (I/Q) μορφή $\frac{A _{c}}{2} [k cos - \hat{k} sin]$ — αυτή που παίρνεις κυριολεκτικά φιλτράροντας τη μία πλευρική ενός DSB-SC — τότε $E_{SSB} = A_{c}^{2} E_{k} /4$ και το τελικό άθροισμα γίνεται $\frac{19 A _{c}^{2}}{36 W}$ . Οι δύο μορφές διαφέρουν κατά παράγοντα 2 στο πλάτος, άρα 4 στην ενέργεια.

Καμία από τις δύο δεν είναι «λάθος». Αυτό που είναι λάθος είναι να μην πεις ποια χρησιμοποιείς. Γράψε ρητά τη μορφή του $x_{SSB} (t)$ στην αρχή της λύσης σου και μετά προχώρα — έτσι το νούμερό σου είναι υπερασπίσιμο ό,τι κι αν περίμενε το θέμα.

5. Παγίδα της πρακτικής — guard bands και crosstalk

Η θεωρητική συνθήκη « $Δ f \geq W$ » υποθέτει ιδανικά φίλτρα στον δέκτη — brick-wall BPF που κάνει στιγμιαία μετάβαση από passband σε stopband. Στην πραγματική ηλεκτρονική κανένα φίλτρο δεν είναι ιδανικό. Όλα έχουν transition band όπου το gain πέφτει σταδιακά από 1 σε 0.

Αυτό σημαίνει ότι αν στοιβάξεις τα κανάλια ακριβώς στο όριο της θεωρητικής μη-επικάλυψης, ο BPF του δέκτη θα μαζεύει ενέργεια από τα γειτονικά κανάλια στις «σκόλες» του transition. Αυτή η ενέργεια γίνεται crosstalk — ο χαρακτηριστικός θόρυβος «γειτονικού σταθμού» που ακούγεται στο AM ραδιόφωνο όταν είναι νύχτα και μακρινοί σταθμοί διαπερνούν τα τοπικά.

Γιατί χρειαζόμαστε guard bands — η σκόλη του πραγματικού BPF διαρρέει

Τρία USSB κανάλια στοιβαγμένα στο φάσμα. Ο δέκτης διαλέγει το μεσαίο (πορτοκαλί) με ένα bandpass φίλτρο. Το φίλτρο δεν είναι brick wall — έχει transition band με κλίση. Σύρε τη guard band προς το 0 και βλέπε πώς το BPF αρχίζει να μαζεύει ενέργεια από τα γειτονικά κανάλια (κόκκινες ζώνες).

Guard band = 0.15W

Στενότητα BPF (πλάτος transition) 0.25W

Crosstalk από τα 2 γειτονικά κανάλια: -19.7 dB (από 0.5% του αριστερού + 0.5% του δεξιού). Οριακό — ακούγεται «θόρυβος» από τους γείτονες.

Η σύλληψη: η θεωρητική συνθήκη «Δf ≥ W» υποθέτει ιδανικά φίλτρα. Στην πράξη, αν το BPF χρειάζεται transition band s για να πέσει σε αμελητέο gain, χρειάζεσαι guard band τουλάχιστον 2s (μία transition στην κάθε πλευρά) — αλλιώς το επιλεγμένο κανάλι «μολύνεται» από τους γείτονες. Στο AM ραδιόφωνο: spacing 10 kHz, χρήσιμη ζώνη ~5 kHz, guard band ~5 kHz — εξ ου και ο χαρακτηριστικός «τηγανιτός» ήχος όταν ένας ισχυρός γείτονας είναι κοντά.

Λύση: guard band. Αφήνουμε ένα μικρό κενό (typically 10–20% του bandwidth ανά κανάλι) ανάμεσα στα κανάλια ώστε η transition band του BPF να «κατοικεί» μέσα στο κενό αυτό αντί να μπει μέσα στα γειτονικά.

Παράδειγμα όπου ο guard band υπάρχει: FM ραδιόφωνο. Κατά Carson το κανάλι καταλαμβάνει $2 (Δ f + W) = 2 (75 + 15) = 180$ kHz, ενώ το θεσμοθετημένο spacing είναι 200 kHz. Περισσεύουν $20$ kHz — δηλαδή περίπου $11%$ του bandwidth ανά κανάλι, ακριβώς μέσα στο 10–20% του κανόνα.

Και ένα όπου ΔΕΝ υπάρχει: AM ραδιόφωνο. Εδώ το ωφέλιμο audio είναι $W \approx 5$ kHz, αλλά η AM είναι διπλής πλευρικής, άρα το κανάλι πιάνει $2 W = 10$ kHz — όσο ακριβώς και το spacing των 10 kHz. Ο ονομαστικός guard band είναι μηδέν. Γι' αυτό οι σταθμοί κόβουν στην πράξη το audio αρκετά κάτω από τα 5 kHz (και γι' αυτό το AM ακούγεται «θαμπό») — αυτή η περικοπή είναι ο guard band. Και γι' αυτό ακριβώς ακούς τον γειτονικό σταθμό τη νύχτα, όπως περιγράψαμε μόλις παραπάνω: δεν υπάρχει φασματικό περιθώριο να σε προστατέψει.

⚠️ Το λάθος που κρύβεται εδώ — μη μετρήσεις τον guard band με το W

Ο guard band είναι $spacing - bandwidth αν \overset{α}{ˊ} καν \overset{α}{ˊ} λι$ , και για AM/DSB το bandwidth ανά κανάλι είναι $2W$ , όχι $W$ . Με spacing $10$ kHz και $W = 5$ kHz:

guard = 10 - = 10 2 W = 0 kHz (σωστ \overset{ο}{ˊ})

guard = 10 - = 5 W = 5 kHz (λ \overset{α}{ˊ} θος — ξ \overset{ε}{ˊ} χασες τη δε \overset{υ}{ˊ} τερη πλευρικ \overset{η}{ˊ})

Είναι το ίδιο ξεχασμένο ×2 που κοστίζει μονάδες σε κάθε ερώτημα «πόσα κανάλια χωράνε». Ο έλεγχος των πέντε δευτερολέπτων: ο guard band δεν γίνεται ποτέ να είναι το μισό του spacing — αν σου βγει τόσο μεγάλος, έχεις μετρήσει μονή πλευρική.

Trade-off που οι εξετάσεις αγαπούν

Ο σχεδιαστής συστήματος FDM πρέπει να ισορροπήσει:

Στενός guard band → πιο πολλά κανάλια χωράνε, αλλά απαιτεί ακριβά απότομα φίλτρα.
Πλατύς guard band → φθηνά «μαλακά» φίλτρα, αλλά λιγότερα κανάλια.
SSB αντί για DSB → μισό bandwidth ανά κανάλι, διπλάσιος αριθμός χρηστών στο ίδιο φάσμα. Αλλά: χρειάζεται PLL/coherent demod στον δέκτη, ακριβότερη υλοποίηση — γι' αυτό το AM broadcast παραμένει DSB-style, ενώ η HF επαγγελματική επικοινωνία είναι όλη SSB.

6. Demultiplexing — το superheterodyne receiver

Ο δέκτης δεν ακούει ολόκληρο το multiplexed σήμα — διαλέγει ένα κανάλι:

Στενός bandpass filter γύρω από τον carrier του ζητούμενου καναλιού. Διώχνει όλα τα άλλα κανάλια.
Demodulator για το επιλεγμένο σήμα (envelope detector για AM, coherent για DSB-SC/SSB, βλ. /am/modulator-demodulator).
Τελικό LPF για να καθαρίσει το recovered message.

Αλλά εδώ υπάρχει ένα πρακτικό πρόβλημα: ένα AM ραδιόφωνο που πιάνει από 540 έως 1700 kHz θα έπρεπε να έχει έναν tunable BPF που να γίνεται ταυτόχρονα στενός (για να ξεχωρίζει διπλανά κανάλια) και μετακινούμενος σε όλο αυτό το range. Αυτό είναι εξαιρετικά δύσκολο να φτιαχτεί ηλεκτρονικά — οι υψηλής ποιότητας στενοί φίλτρα είναι ακριβοί ακόμα και σε σταθερή συχνότητα, και η ευελιξία επιδεινώνει το πρόβλημα.

Η λύση — superheterodyne architecture (Edwin Armstrong, 1918, ακόμα ο de facto τρόπος που λειτουργούν τα ραδιόφωνα):

Superheterodyne — πώς διαλέγει ο δέκτης ένα κανάλι από τέσσερα

Τέσσερις σταθμοί medium-wave στους 540, 720, 1000, 1400 kHz. Διάλεξε σταθμό — ο τοπικός ταλαντωτής (LO) ρυθμίζεται αυτόματα. Ο μίκτης μετατοπίζει όλους τους σταθμούς, αλλά μόνο ένας πέφτει ΑΚΡΙΒΩΣ στην Intermediate Frequency (IF) = 455 kHz. Το στενό IF φίλτρο (σταθερό, δύσκολο αν ήταν tunable) αφήνει να περάσει μόνο αυτός. Tuning = αλλάζω το f_LO, ΟΧΙ το φίλτρο.

Επιλεγμένος σταθμός:

f_LO για αυτόν τον σταθμό: f_LO = f_target + IF = 1000 + 455 = 1455 kHz (high-side injection). Όταν αυτός ο σταθμός πολλαπλασιαστεί με cos(2π f_LO t), μετατοπίζεται κατά ±1455 kHz — η ζώνη γύρω από f_LO − f_target = 455 kHz είναι ακριβώς αυτό που περνά από το IF φίλτρο.

Στρατηγική: αντί να φτιάξουμε tunable BPF, μετακινούμε το ζητούμενο κανάλι σε σταθερή συχνότητα (Intermediate Frequency, IF) και βάζουμε ένα σταθερό στενό BPF εκεί. Η μετακίνηση γίνεται με ένα mixer + ένα τοπικό ταλαντωτή (Local Oscillator, LO) που είναι αυτός που γίνεται tunable:

tuning \overset{ε}{ˊ} να σταθμ \overset{ο}{ˊ} ⟺ μετακ \overset{ι}{ˊ} νηση του f_{L O}

Mathematics: αν το input σήμα έχει συνιστώσα στο $f_{target}$ , και πολλαπλασιαστεί με $cos (2 π f_{L O} t)$ , παράγει συνιστώσες στο $∣ f_{target} - f_{L O} ∣$ και $f_{target} + f_{L O}$ . Επιλέγουμε $f_{L O} = f_{target} + f_{I F}$ ώστε η χαμηλότερη συνιστώσα να βρεθεί ακριβώς στην IF. Το IF φίλτρο (σταθερά στενό γύρω από $f_{I F}$ ) απομονώνει το ζητούμενο.

Τυπικές τιμές: $f_{I F} = 455$ kHz για AM ραδιόφωνα, $f_{I F} = 10.7$ MHz για FM. Αυτά είναι παγκόσμια standards — όλος ο κόσμος συμφώνησε.

Same topology, three names (A3 connection)

Το «mixer + filter» που βλέπεις εδώ έχει εμφανιστεί ήδη τρεις φορές στην ύλη με διαφορετικά ονόματα:

Διαμόρφωση: mixer + BPF γύρω από $f_{c}$ → ανεβάζει το baseband στο RF.
Σύμφωνη Αποδιαμόρφωση: mixer + LPF → κατεβάζει το RF στο baseband (= ειδική περίπτωση όπου το «BPF» έχει $f_{2} = 0$ ).
Frequency Conversion (βλ. /am/dsb-sc §5b): mixer + BPF γύρω από $f_{2}$ → μετακινεί από το ένα RF στο άλλο.

Το superheterodyne είναι ακριβώς η τρίτη περίπτωση: frequency conversion από το $f_{target}$ (RF) στο $f_{I F}$ (πιο εύκολο). Η «επιλογή σταθμού» γίνεται από τη μεταβολή του $f_{L O}$ , όχι από την αλλαγή του τελικού demodulator — που τρέχει πάντα στην ίδια IF.

7. Παραδείγματα από την πραγματική ζωή

7a. AM ραδιόφωνο (medium wave)

Φασματική ζώνη: 540–1700 kHz
Carrier spacing: 10 kHz (ΗΠΑ), 9 kHz (Ευρώπη)
Bandwidth ανά σταθμό: ~5 kHz (περιορίζεται για mono ομιλία/μουσική)
Total channels: ~120

Επειδή AM = $2 W$ bandwidth, και $W = 5$ kHz, $2 W = 10$ kHz → carrier spacing οριακό. Στην πράξη ο guard band έχει ενσωματωθεί στο γεγονός ότι το audio bandwidth κόβεται κάτω από 5 kHz (γι' αυτό το AM ακούγεται «θαμπό»).

7b. FM ραδιόφωνο (VHF)

Φασματική ζώνη: 88–108 MHz
Carrier spacing: 200 kHz
FM bandwidth ανά σταθμό: 180 kHz κατά Carson — $2 (Δ f + W) = 2 (75 + 15)$ kHz, με απόκλιση $Δ f = 75$ kHz και audio $W = 15$ kHz (βλ. /fm/carson)
Άρα guard band $200 - 180 = 20$ kHz ανά κανάλι — το «10–20%» της §5 σε πραγματικά νούμερα

7c. Αναλογική τηλεφωνία (AT&T Type C carrier, ιστορικό)

Το πρώτο μεγάλο εμπορικό FDM σύστημα, όλο SSB:

12 voice channels × 4 kHz USSB = 48 kHz συνολικά
Πάνω σε κάθε ζεύγος coaxial cable καλωδίων χιλιόμετρων
Έδωσε την πρώτη ευκαιρία για πολλαπλές παράλληλες συνομιλίες χωρίς να ανέβαζε γραμμικά το copper στο edaph

Σε ένα DSB σύστημα θα χρειαζόταν 96 kHz — διπλάσιο επένδυση σε κάθε γραμμή. Αυτό είναι το πραγματικό value statement του SSB.

7d. Mobile cellular (modern FDM-derived)

4G LTE channel widths: 1.4, 3, 5, 10, 15, 20 MHz (ευέλικτο)
Carriers στις ζώνες 700 MHz – 2.6 GHz
Πολυπλεκτικά πολλοί χρήστες σε κάθε channel μέσω OFDMA (Orthogonal FDM-A) — εξέλιξη του FDM όπου κάθε χρήστης παίρνει ένα υποσύνολο από πολλούς πιο στενούς subcarriers (τεχνικά κοντά στην ιδέα του FDM αλλά με ψηφιακή μορφή).

7e. Cable TV (αναλογικό, ιστορικό)

6 MHz spacing για NTSC, 8 MHz για PAL
VSB-AM modulation (βλ. /am/vsb) — εδώ το VSB πέρα από SSB αντί για DSB σώζει σχεδόν τη μισή bandwidth ανά κανάλι, διπλάσιοι σταθμοί στο ίδιο coaxial.

8. Σύνοψη formulas

Σχήμα	Bandwidth ανά κανάλι	Ελάχιστη carrier spacing
Συμβατικό AM	$2 W$	$Δ f \geq 2 W$
DSB-AM-SC	$2 W$	$Δ f \geq 2 W$
SSB-AM	$W$	$Δ f \geq W$
VSB-AM	$W + W_{vestige}$	$Δ f \geq W + W_{vestige}$

Για N κανάλια στοιβαγμένα:

Total spectrum used = N \cdot (BW αν \overset{α}{ˊ} καν \overset{α}{ˊ} λι + guard band)

Συνιστώμενο guard band: 10–20% του bandwidth ανά κανάλι, για να φωλιάσει η transition band ενός πρακτικού φίλτρου χωρίς leakage.

FDM — recall card για την εξεταστική

Λέξεις-κλειδιά

FDM = different $f_{c}$ per user
Non-overlap: $Δ f \geq B_{channel}$
SSB = 2× capacity vs DSB
Canonical exam: m=sinc, k=Π, find $Δ f_{m i n}$
Superheterodyne: tuning = move $f_{L O}$
Same topology three names: modulation / demod / freq conversion

Βήματα

Συνθήκη μη-επικάλυψης: $Δ f \geq$ bandwidth ανά κανάλι. AM/DSB → $2 W$ , SSB → $W$ , VSB → $W + W_{vest}$ .
Εξεταστικό template: (1) baseband $M (f), K (f)$ , (2) shift κάθε ένα στα $\pm f_{c}$ με modulation theorem, (3) απαίτηση μη-επικάλυψης για την συνθήκη, (4) σχεδιασμός $G (f)$ .
Πρακτικά: guard band 10–20% για να χωρέσει η transition του πραγματικού BPF. Χωρίς αυτό, crosstalk.
Demux: superheterodyne — μίκτης + LO που μετακινεί τον ζητούμενο σταθμό στην IF, σταθερό στενό IF φίλτρο επιλέγει, demodulator τρέχει σε σταθερή IF.

Η συχνότερη παγίδα

Η αλλαγή σταθμού γίνεται με αλλαγή του τοπικού ταλαντωτή, ΟΧΙ με αλλαγή του φίλτρου επιλογής. Αν στην εξέταση γράψεις «tuning το BPF του δέκτη», χάνεις τη βασική σύλληψη του superheterodyne. Το BPF (στο IF) είναισταθερό· ο LO είναι αυτός που γίνεται tunable.

Εξάσκηση

0 / 5 λυμένα

Πέντε ερωτήσεις πάνω στη συνθήκη μη-επικάλυψης και τη σχεδίαση φάσματος FDM — από τις πιο εξεταζόμενες ασκήσεις. Πριν τις δεις, κάνε μια προσπάθεια από μνήμη στα drills παρακάτω.

Ανακάλεσε από μνήμη

Χωρίς να γυρίσεις πάνω: γράψε τα 4 βήματα της canonical FDM εξεταστικής άσκησης («δίνονται δύο μηνύματα σε δύο carriers, βρες τη συνθήκη και σχεδίασε το $G (f)$ »). Για κάθε βήμα, δώσε σε μία πρόταση τι κάνεις και ποιο εργαλείο χρησιμοποιείς.

Συμπλήρωσε τα κενά

Συμπλήρωσε τις συνθήκες ελάχιστης απόστασης φερόντων για κάθε σχήμα διαμόρφωσης. Χρησιμοποίησε $W$ και — όπου χρειάζεται — $W_{v}$ για το vestige bandwidth.

Συμβατικό AM: Δf ≥ . DSB-AM-SC: Δf ≥ . SSB-AM: Δf ≥ . VSB-AM: Δf ≥ . Δηλαδή το SSB δίνει × πιο πολλά κανάλια από το DSB στο ίδιο φάσμα.

Βάλε τα βήματα στη σωστή σειρά

Βάλε σε σωστή σειρά τα βήματα ενός superheterodyne receiver (όπως φαίνεται στον SuperheterodyneReceiverViz παραπάνω) για AM ραδιόφωνο. Στοχεύεις σε σταθμό στους $f_{target} = 1000$ kHz και έχεις $f_{I F} = 455$ kHz.

Σύρε τις γραμμές για αναδιάταξη — ή χρησιμοποίησε τα βελάκια .

1.
⑦ Audio amplifier → ηχείο.
2.
⑤ IF amplifier: ενίσχυση στο IF (πιο εύκολη από ενίσχυση σε υψηλή RF).
3.
② Ρυθμίζω τον τοπικό ταλαντωτή στα $f_{L O} = f_{target} + f_{I F} = 1000 + 455 = 1455$ kHz.
4.
④ IF φίλτρο: σταθερό στενό BPF γύρω από 455 kHz. Επιβιώνει ΜΟΝΟ ο σταθμός που μετατοπίστηκε στο IF (= ο 1000 kHz).
5.
③ Mixer: πολλαπλασιάζω input × $cos (2 π f_{L O} t)$ . Κάθε σταθμός παράγει copies στα $∣ f_{c} - f_{L O} ∣$ και $f_{c} + f_{L O}$ .
6.
⑥ Demodulator: envelope detector (για AM) στο IF — εξαγωγή του message $m (t)$ .
7.
① Λαμβανόμενο σήμα στην κεραία: όλοι οι σταθμοί 540, 720, 1000, 1400 kHz μαζί στο φάσμα.

Πώς θα το αναγνωρίσεις

Αν δεις στην εκφώνηση

«FDM»
«frequency division multiplexing»
«πολυπλεξία»
«δύο messages»
«δύο carriers»
«σχέση f_1, f_2, W»
«συνθήκη μη-επικάλυψης»
«multiplexed φάσμα G(f)»
«crosstalk»
«guard band»
«πόσα κανάλια χωράς»
«superheterodyne»
«τοπικός ταλαντωτής»
«intermediate frequency (IF)»
«tuning ραδιόφωνου»
«sinc + Π»

Τέσσερα question-shapes που εμφανίζονται εδώ:

(α) «Δύο μηνύματα, δύο carriers — βρες τη συνθήκη». Αυτό είναι η FDM canonical εξεταστική άσκηση. Recognition cue: η εκφώνηση δίνει δύο σήματα σε αναλυτική μορφή (sinc, rect, sinc², tri, ...) και ζητάει σχέση μεταξύ τριών συμβόλων ( $f_{1}, f_{2}, W$ ). Άμεση αντίδραση: τα 4 βήματα του Worked Example στο §4 — baseband FT, modulation theorem, μη-επικάλυψη, σχέδιο G(f). Μην κολλήσεις στους αριθμητικούς υπολογισμούς — η άσκηση συνήθως ζητάει την ανισότητα γραμματικά. Cross-link προς τα past exams: Πρόοδος A/B 2025 Θ3, Jan'26 Θ3, June'25 Θ2, Πρόοδος Απρίλιος 2026 Θ3.

(β) «Πόσα κανάλια χωράς σε X kHz / MHz». Recognition cue: η εκφώνηση δίνει συνολικό διαθέσιμο spectrum + bandwidth ανά κανάλι + τύπο modulation. Άμεση αντίδραση: total spectrum ÷ bandwidth ανά κανάλι (DSB → 2W, SSB → W, VSB → W + W_v). Αν η εκφώνηση ζητάει σύγκριση DSB vs SSB, υπολόγισε και τα δύο και ανέφερε ρητά τον παράγοντα 2× — η σύγκριση είναι το πραγματικό σημείο της ερώτησης.

(γ) «Πώς διαλέγει ο δέκτης ένα συγκεκριμένο κανάλι». Recognition cue: η εκφώνηση ρωτάει «receiver», «tuning», «επιλογή σταθμού», «superheterodyne». Άμεση αντίδραση: αναφορά στο superheterodyne architecture — LO tunable, IF φίλτρο σταθερό, demodulator σε σταθερή IF. Καίριο σημείο: tuning = αλλαγή LO, ΟΧΙ αλλαγή φίλτρου. Τυπικές τιμές: $f_{I F} = 455$ kHz για AM, 10.7 MHz για FM. Cross-link προς /am/dsb-sc για τη «same topology three names» σύνδεση.

(δ) «Γιατί guard bands στην πράξη». Recognition cue: η εκφώνηση αναφέρει «πρακτικός», «πραγματικός», «μη ιδανικός», ή ζητάει σύγκριση θεωρητικού-vs-πρακτικού spacing. Άμεση αντίδραση: ιδανικά φίλτρα δεν υπάρχουν → transition band → leakage → χρειάζεται guard band ~10–20% του bandwidth ανά κανάλι (ή ~2× η transition width του διαθέσιμου φίλτρου). Crosstalk = το αποτέλεσμα αν το παραλείψεις.

Πού εμφανίζεται στα παλιά θέματα

Συνολική ενέργεια πολυπλεγμένου DSB-SC + USSBΙούνιος 2026ΘΕΜΑ 2.12AM
Μικτό FDM: το n της μη-επικάλυψης (DSB-SC + USSB)Ιούνιος 2026ΘΕΜΑ 2.10AM
USSB δύο σημάτων: φάσματα baseband και διαμορφωμένωνΠρόοδος · Απρίλιος 2026ΘΕΜΑ 11AM
Συνθήκη μη-επικάλυψης για USSB FDMΠρόοδος · Απρίλιος 2026ΘΕΜΑ 12AM
Φάσμα πολυπλεγμένου σήματος G(f)Πρόοδος · Απρίλιος 2026ΘΕΜΑ 13AM
AM-USSB Multiplexing — sinc + Π σε δύο φέρονταΙανουάριος 2026 (Επί Πτυχίω)ΘΕΜΑ 3.11–12AM

Τι μάθαμε

FDM = πολλά κανάλια στοιβαγμένα στο φάσμα γύρω από διαφορετικούς carriers, διαχωρίζονται με bandpass φιλτράρισμα στον δέκτη. Ορίζεται γενικότερα ως «ταυτόχρονη πρόσβαση σε κοινό δίαυλο από πολλούς χρήστες χρησιμοποιώντας διαφορετική διαμόρφωση για τον καθένα» (slide 5).
Συνθήκη μη-επικάλυψης: carrier spacing ≥ bandwidth ανά κανάλι.
- Conventional AM / DSB-AM-SC: $Δ f \geq 2 W$
- SSB-AM: $Δ f \geq W$ (δίνει 2× πιο πολλά κανάλια στο ίδιο φάσμα)
- VSB-AM: $Δ f \geq W + W_{vestige}$
Η canonical εξεταστική άσκηση (5+ εμφανίσεις στο corpus): δίνεται $m = sinc$ και $k = Π$ (ή παρόμοιο ζευγάρι) σε δύο carriers, ζητείται η συνθήκη μη-επικάλυψης + σχέδιο του $G (f)$ . Το πρότυπο λύσης είναι 4 βήματα: baseband FT → modulation theorem → απαίτηση non-overlap → σχέδιο G(f).
Πρακτικά: η θεωρητική συνθήκη υποθέτει ιδανικά φίλτρα. Ένα πραγματικό BPF έχει transition band — χρειάζεται guard band ~10–20% του bandwidth ανά κανάλι, αλλιώς cross-talk από γείτονες.
Demultiplexing — superheterodyne: αντί για tunable στενό BPF, χρησιμοποιείται mixer + tunable τοπικός ταλαντωτής (LO) που μετακινεί τον επιλεγμένο σταθμό σε σταθερή Intermediate Frequency (IF). Στο IF ένα σταθερό στενό φίλτρο επιλέγει, και ο demodulator τρέχει σε σταθερή συχνότητα. Tuning = αλλαγή LO, όχι αλλαγή φίλτρου.
Πραγματικές εφαρμογές: AM ραδιόφωνο (10 kHz spacing, ~120 κανάλια), FM ραδιόφωνο (200 kHz spacing), αναλογική τηλεφωνία (AT&T Type C: 12 voice × 4 kHz USSB στα 48 kHz), TV channels (NTSC 6 MHz με VSB), cellular networks (4G LTE OFDMA).
Same topology, three names (A3 connection): «mixer + filter» = διαμόρφωση (BPF στο $f_{c}$ ) = σύμφωνη αποδιαμόρφωση (LPF, ειδική περίπτωση $f_{2} = 0$ ) = frequency conversion (BPF στο $f_{2}$ ). Superheterodyne είναι ακριβώς η τρίτη περίπτωση.

Με αυτό κλείνει η AM ομάδα. Επόμενη στάση: FM, όπου η πληροφορία ζει στη φάση/συχνότητα αντί στο πλάτος. Η μαθηματική σύνδεση: η FM είναι η γραμμή « $V = A_{c}$ σταθερό, $θ (t) = ϕ (t)$ » του πίνακα στο /modulation/bridge §6b. Διαφορά κουλτούρας: όπου το AM ζει από envelope detection, το FM ζει από constant-envelope ανθεκτικότητα στον θόρυβο — το ίδιο πεδίο εφαρμογών (broadcast), αλλά οικογένεια εργαλείων εντελώς διαφορετική.

Επόμενο

Η ιδέα του FM + modulation index β

Τελείωσες αυτή τη σελίδα;

Φόρτωση σχολίων…